|
|
本帖最後由 jeffwei 於 2011-3-24 02:07 PM 編輯
資料貼目錄
1.開關電源分類介紹
2. 開關電源設計全過程
3. 開關電源設計軟件
4. 常見開關電源電氣的技術指標
5. 開關電源中幾種過流保護方式
6. 新型開關電源優化設計與實例詳解
7. 開關電源設計
8. 30KHZ高頻開關電源變壓器的設計
9. 開關電源設計實例
10. TOPSwitch器件的單片開關電源設計
11. 一種輸出電壓4～16V開關穩壓電源的設計
12. 開關電源的幾種熱設計方法
13. 開關電源欠壓保護電路的設計
14. 電流控制型開關電源
15. 開關電源設計技術
16. 開關電源原理及介紹
17. 開關電源的分類及應用
18. 開關電源介紹
19. 開關電源測試方法
20. 開關電源全套
21. 開關電源設計指南
22. 開關電源基本原理與設計
23. 開關電源與線性電源的區別
24. 降低開關電源輸入電流諧波和電磁干擾的技術研究
25. 開關電源中的磁性器件製造
26. 開關電源主回路拓撲結構概述
27. 開關電源設計體會
28. 開關變壓器實計工作和計算的差距
29. 模塊電源,開關電源中的電子干擾分析及解決辦法
9月4日補充
30. 推薦－－開關電源研發範例
40. 最近在做開關電源,給大家幾份資料...逆變的
41. 開關電源驅動保護電路
42. 開關電源Linear and Switching Voltage
43. PWM型開關電源
44. LM2575系列開關穩壓集成電路及其應用
45. 開關電源的衝擊電流控制方法
46. 開關電源原理分析
47. 開關電源設計步驟
01.開關電源分類介紹
開關電源的分類介紹
現代開關電源有兩種：一種是直流開關電源；另一種是交流開關電源。本書要介紹的只是直流開關電源，其功能是將電能質量較差的原生態電源（粗電），如市電電源或蓄電池電源，轉換成滿足設備要求的質量較高的直流電壓（精電）。
直流開關電源的核心是DC/DC轉換器。因此直流開關電源的分類是依賴DC/DC轉換器分類的。也就是說，直流開關電源的分類與DC/DC轉換器的分類是基本相同的，DC/DC轉換器的分類基本上就是直 流開關電源的分類。
直流DC/DC轉換器按輸人與輸出之間是否有電氣隔離可以分為兩類：一類是有隔離的稱為隔離式DC/DC轉換器；另一類是沒有隔離的稱為非隔離 式DC/DC轉換器。
隔離式DC/DC轉換器也可以按有源功率器件的個數來分類。單管的DC/DC轉換器有正激式（Forward）和反激式（Flyback）兩種。雙管DC/DC轉換器 有雙管正激式（DoubelTransistor Forward Converter），雙管反激式（Double Transistr F1yback Converter）、推挽式（Push-Pu11 Converter） 和半橋式（Ha1f-Bridge Converter）四種。四管DC/DC轉換器就是全橋DC/DC轉換器（Fu11-Bridge Converter）。
非隔離式DC/DC轉換器，按有源功率器件的個數，可以分為單管、雙管和四管三類。單管DC/DC轉換器共有六種，即降壓式（Buck）DC/DC轉換器 ，升壓式（Boost）DC/DC轉換器、升壓降壓式（Buck Boost）DC/DC轉換器、Cuk DC/DC轉換器、Zeta DC/DC轉換器和SEPIC DC/DC轉換器。在這六種 單管DC/DC轉換器中，Buck和Boost式DC/DC轉換器是基本的，Buck-Boost、Cuk、Zeta、SEPIC式DC/DC轉換器是從中派生出來的。雙管DC/DC轉換 器有雙管串接的升壓式（Buck-Boost）DC/DC轉換器。四管DC/DC轉換器常用的是全橋DC/DC轉換器（Fu11-Bridge Converter）。
隔離式DC/DC轉換器在實現輸出與輸入電氣隔離時，通常採用變壓器來實現，由於變壓器具有變壓的功能，所以有利於擴大轉換器的輸出應用 範圍，也便於實現不同電壓的多路輸出，或相同電壓的多種輸出。
在功率開關管的電壓和電流定額相同時，轉換器的輸出功率通常與所用開關管的數量成正比。所以開關管數越多，DC/DC轉換器的輸出功率越 大，四管式比兩管式輸出功率大一倍，單管式輸出功率只有四管式的1/4。
非隔離式轉換器與隔離式轉換器的組合，可以得到單個轉換器所不具各的一些特性。
按能量的傳輸來分，DC/DC轉換器有單向傳輸和雙向傳輸兩種。具有雙向傳輸功能的DC/DC轉換器，既可以從電源側向負載側傳輸功率，也可 以從負載側向電源側傳輸功率。
DC/DC轉換器也可以分為自激式和他控式。借助轉換器本身的正反饋信號實現開關管自持週期性開關的轉換器，叫做自激式轉換器，如洛耶爾 （Royer）轉換器就是一種典型的推挽自激式轉換器。他控式DC/DC轉換器中的開關器件控制信號，是由外部專門的控制電路產生的。
按照開關管的開關條件，DC/DC轉換器又可以分為硬開關（Hard Switching）和軟開關（Soft Switching）兩種。硬開關DC/DC轉換器的開關器件 是在承受電壓或流過電流的情況下，開通或關斷電路的，因此在開通或關斷過程中將會產生較大的交疊損耗，即所謂的開關損耗（Switching loss）。當轉換器的工作狀態一定時開關損耗也是一定的，而且開關頻率越高，開關損耗越大，同時在開關過程中還會激起電路分佈電感和寄生 電容的振蕩，帶來附加損耗，因此，硬開關DC/DC轉換器的開關頻率不能太高。軟開關DC/DC轉換器的開關管，在開通或關斷過程中，或是加於 其上的電壓為零，即零電壓開關（Zero-Voltage-Switching，ZVS），或是通過開關管的電流為零，即零電流開關（Zero-Current•Switching， ZCS）。這種軟開關方式可以顯著地減小開關損耗，以及開關過程中激起的振蕩，使開關頻率可以大幅度提高，為轉換器的小型化和模塊化創造 了條件。功率場效應管（MOSFET）是應用較多的開關器件，它有較高的開關速度，但同時也有較大的寄生電容。它關斷時，在外電壓的作用下， 其寄生電容充滿電，如果在其開通前不將這一部分電荷放掉，則將消耗於器件內部，這就是容性開通損耗。為了減小或消除這種損耗，功率場 效應管宜採用零電壓開通方式（ZVS）。絕緣柵雙極性晶體管（Insu1ated Gate Bipo1ar tansistor，IGBT）是一種復合開關器件，關斷時的電流拖 尾會導致較大的關斷損耗，如果在關斷前使流過它的電流降到零，則可以顯著地降低開關損耗，因此IGBT宜採用零電流（ZCS）關斷方式。IGBT在 零電壓條件下關斷，同樣也能減小關斷損耗，但是MOSFET在零電流條件下開通時，並不能減小容性開通損耗。諧振轉換器（ResonantConverter ，RC）、准諧振轉換器（Qunsi-Tesonant Converter，QRC）、多諧振轉換器（Mu1ti-ResonantConverter，MRC）、零電壓開關PWM轉換器（ZVS PWM Converter）、零電流開關PWM轉換器（ZCS PWM Converter）、零電壓轉換（Zero-Vo1tage-Transition，ZVT）PWM轉換器和零電流轉換（Zero- Vo1tage-Transition，ZVT）PWM轉換器等，均屬於軟開關直流轉換器。電力電子開關器件和零開關轉換器技術的發展，促使了高頻開關電源的發 展。
02.開關電源設計全過程
1 目的
希望以簡短的篇幅,將公司目前設計的流程做介紹,若有介紹不當之處,請不吝指教.
2 設計步驟:
2.1 繪線路圖、PCB Layout.
2.2 變壓器計算.
2.3 零件選用.
2.4 設計驗證.
3 設計流程介紹(以DA-14B33為例):
3.1 線路圖、PCB Layout請參考資識庫中說明.
3.2 變壓器計算:
變壓器是整個電源供應器的重要核心,所以變壓器的計算及驗証是很重要的,以下即就DA-14B33變壓器做介紹.
3.2.1 決定變壓器的材質及尺寸:
依據變壓器計算公式
B(max) = 鐵心飽合的磁通密度(Gauss)?
Lp = 一次側電感值(uH)?
Ip = 一次側峰值電流(A)
Np = 一次側(主線圈)圈數?
Ae = 鐵心截面積(cm2)?
B(max)? 依鐵心的材質及本身的溫度來決定,以TDK Ferrite Core PC40為例,100℃時的B(max)為3900 Gauss,設計時應考慮零件誤差,所以一般取3000~3500 Gauss之間,若所設計的power為Adapter(有外殼)則應取3000 Gauss左右,以避免鐵心因高溫而飽合,一般而言鐵心的尺寸越大,Ae越高,所以可以做較大瓦數的Power.
3.2.2 決定一次側濾波電容:
濾波電容的決定,可以決定電容器上的Vin(min),濾波電容越大,Vin(win)越高,可以做較大瓦數的Power,但相對價格亦較高.
3.2.3 決定變壓器線徑及線數:
當變壓器決定後,變壓器的Bobbin即可決定,依據Bobbin的槽寬,可決定變壓器的線徑及線數,亦可計算出線徑的電流密度,電流密度一般以6A/mm2為參考,電流密度對變壓器的設計而言,只能當做參考值,最終應以溫昇記錄為準.
3.2.4 決定Duty cycle (工作週期):
由以下公式可決定Duty cycle ,Duty cycle的設計一般以50%為基準,Duty cycle若超過50%易導致振蕩的發生.
NS = 二次側圈數?
NP =? 一次側圈數
Vo = 輸出電壓?
VD= 二極體順向電壓?
Vin(min) = 濾波電容上的谷點電壓?
D =? 工作週期(Duty cycle)
3.2.5 決定Ip值:
Ip = 一次側峰值電流?
Iav = 一次側平均電流?
Pout = 輸出瓦數?
效率?
PWM震盪頻率?
3.2.6 決定輔助電源的圈數:
依據變壓器的圈比關係,可決定輔助電源的圈數及電壓.
3.2.7 決定MOSFET及二次側二極體的Stress(應力):
依據變壓器的圈比關係,可以初步計算出變壓器的應力(Stress)是否符合選用零件的規格,計算時以輸入電壓264V(電容器上為380V)為基準.
3.2.8 其它:
若輸出電壓為5V以下,且必須使用TL431而非TL432時,須考慮多一組繞組提供Photo coupler及TL431使用.
3.2.9 將所得資料代入 公式中,如此可得出B(max),若B(max)值太高或太低則參數必須重新調整.
3.2.10 DA-14B33變壓器計算:
輸出瓦數13.2W(3.3V/4A),Core = EI-28,可繞面積(槽寬)=10mm,Margin Tape =? 2.8mm(每邊),剩餘可繞面積=4.4mm.
假設fT = 45 KHz ,Vin(min)=90V,? =0.7,P.F.=0.5(cosθ),Lp=1600 Uh
計算式:?
變壓器材質及尺寸:?
? 由以上假設可知材質為PC-40,尺寸=EI-28,Ae=0.86cm2,可繞面積(槽寬)=10mm,因Margin Tape使用2.8mm,所以剩餘可繞面積為4.4mm. 假設濾波電容使用47uF/400V,Vin(min)暫定90V. 決定變壓器的線徑及線數:
假設NP使用0.32ψ的線?
電流密度=
可繞圈數=
假設Secondary使用0.35ψ的線
電流密度=
假設使用4P,則?
電流密度=
可繞圈數=
決定Duty? cycle:
假設Np=44T,Ns=2T,VD=0.5(使用schottky Diode)?
決定Ip值:?
決定輔助電源的圈數:
假設輔助電源=12V
NA1=6.3圈
假設使用0.23ψ的線
可繞圈數=
若NA1=6Tx2P,則輔助電源=11.4V
決定MOSFET及二次側二極體的Stress(應力):?
MOSFET(Q1) =最高輸入電壓(380V)+ =
=463.6V
Diode(D5)=輸出電壓(Vo)+ x最高輸入電壓(380V)
=
=20.57V
Diode(D4)=
= =41.4V
其它:?
因為輸出為3.3V,而TL431的Vref值為2.5V,若再加上photo coupler上的壓降約1.2V,將使得輸出電壓無法推動Photo coupler及TL431,所以必須另外增加一組線圈提供迴授路徑所需的電壓.
假設NA2 = 4T使用0.35ψ線,則
可繞圈數= ,所以可將NA2定為4Tx2P
?
變壓器的接線圖:?
3.3 零件選用:
零件位置(標注)請參考線路圖: (DA-14B33 Schematic)
3.3.1 FS1:
由變壓器計算得到Iin值,以此Iin值(0.42A)可知使用公司共用料2A/250V,設計時亦須考慮Pin(max)時的Iin是否會超過保險絲的額定值.
3.3.2 TR1(熱敏電阻):
電源啟動的瞬間,由於C1(一次側濾波電容)短路,導致Iin電流很大,雖然時間很短暫,但亦可能對Power產生傷害,所以必須在濾波電容之前加裝一個熱敏電阻,以限制開機瞬間Iin在Spec之內(115V/30A,230V/60A),但因熱敏電阻亦會消耗功率,所以不可放太大的阻值(否則會影響效率),一般使用SCK053(3A/5Ω),若C1電容使用較大的值,則必須考慮將熱敏電阻的阻值變大(一般使用在大瓦數的Power上).
3.3.3 VDR1(突波吸收器):
當雷極發生時,可能會損壞零件,進而影響Power的正常動作,所以必須在靠AC輸入端 (Fuse之後),加上突波吸收器來保護Power(一般常用07D471K),但若有價格上的考量,可先忽略不裝.
3.3.4 CY1,CY2(Y-Cap):
Y-Cap一般可分為Y1及Y2電容,若AC Input有FG(3 Pin)一般使用Y2- Cap , AC Input若為2Pin(只有L,N)一般使用Y1-Cap,Y1與Y2的差異,除了價格外(Y1較昂貴),絕緣等級及耐壓亦不同(Y1稱為雙重絕緣,絕緣耐壓約為Y2的兩倍,且在電容的本體上會有「回」符號或註明Y1),此電路因為有FG所以使用Y2-Cap,Y-Cap會影響EMI特性,一般而言越大越好,但須考慮漏電及價格問題,漏電(Leakage Current )必須符合安規需求(3Pin公司標準為750uA max).
3.3.5 CX1(X-Cap)、RX1:
X-Cap為防制EMI零件,EMI可分為Conduction及Radiation兩部分,Conduction規範一般可分為: FCC Part 15J Class B 、 CISPR 22(EN55022) Class B 兩種 , FCC測試頻率在450K~30MHz,CISPR 22測試頻率在150K~30MHz, Conduction可在廠內以頻譜分析儀驗證,Radiation 則必須到實驗室驗證,X-Cap 一般對低頻段(150K ~ 數M之間)的EMI防制有效,一般而言X-Cap愈大,EMI防制效果愈好(但價格愈高),若X-Cap在0.22uf以上(包含0.22uf),安規規定必須要有洩放電阻(RX1,一般為1.2MΩ 1/4W).
3.3.6 LF1(Common Choke):
EMI防制零件,主要影響Conduction 的中、低頻段,設計時必須同時考慮EMI特性及溫昇,以同樣尺寸的Common Choke而言,線圈數愈多(相對的線徑愈細),EMI防制效果愈好,但溫昇可能較高.
3.3.7 BD1(整流二極體):
將AC電源以全波整流的方式轉換為DC,由變壓器所計算出的Iin值,可知只要使用1A/600V的整流二極體,因為是全波整流所以耐壓只要600V即可.
3.3.8 C1(濾波電容):
由C1的大小(電容值)可決定變壓器計算中的Vin(min)值,電容量愈大,Vin(min)愈高但價格亦愈高,此部分可在電路中實際驗證Vin(min)是否正確,若AC Input 範圍在90V~132V (Vc1 電壓最高約190V),可使用耐壓200V的電容;若AC Input 範圍在90V~264V(或180V~264V),因Vc1電壓最高約380V,所以必須使用耐壓400V的電容.Re:開關電方設計?過算
3.3.9 D2(輔助電源二極體):
整流二極體,一般常用FR105(1A/600V)或BYT42M(1A/1000V),兩者主要差異:
1. 耐壓不同(在此處使用差異無所謂)
2. VF不同(FR105=1.2V,BYT42M=1.4V)
3.3.10 R10(輔助電源電阻):
主要用於調整PWM IC的VCC電壓,以目前使用的3843而言,設計時VCC必須大於8.4V(Min. Load時),但為考慮輸出短路的情況,VCC電壓不可設計的太高,以免當輸出短路時不保護(或輸入瓦數過大).
3.3.11 C7(濾波電容):
輔助電源的濾波電容,提供PWM IC較穩定的直流電壓,一般使用100uf/25V電容.
3.3.12 Z1(Zener 二極體):
當回授失效時的保護電路,回授失效時輸出電壓沖高,輔助電源電壓相對提高,此時若沒有保護電路,可能會造成零件損壞,若在3843 VCC與3843 Pin3腳之間加一個Zener Diode,當回授失效時Zener Diode會崩潰,使得Pin3腳提前到達1V,以此可限制輸出電壓,達到保護零件的目的.Z1值的大小取決於輔助電源的高低,Z1的決定亦須考慮是否超過Q1的VGS耐壓值,原則上使用公司的現有料(一般使用1/2W即可).
3.3.13 R2(啟動電阻):
提供3843第一次啟動的路徑,第一次啟動時透過R2對C7充電,以提供3843 VCC所需的電壓,R2阻值較大時,turn on的時間較長,但短路時Pin瓦數較小,R2阻值較小時,turn on的時間較短,短路時Pin瓦數較大,一般使用220KΩ/2W M.O..
3.3.14 R4 (Line Compensation):
高、低壓補償用,使3843 Pin3腳在90V/47Hz及264V/63Hz接近一致(一般使用750KΩ~1.5MΩ 1/4W之間).
3.3.15 R3,C6,D1 (Snubber):
此三個零件組成Snubber,調整Snubber的目的:1.當Q1 off瞬間會有Spike產生,調整Snubber可以確保Spike不會超過Q1的耐壓值,2.調整Snubber可改善EMI.一般而言,D1使用1N4007(1A/1000V)EMI特性會較好.R3使用2W M.O.電阻,C6的耐壓值以兩端實際壓差為準(一般使用耐壓500V的陶質電容).
3.3.16 Q1(N-MOS):
目前常使用的為3A/600V及6A/600V兩種,6A/600V的RDS(ON)較3A/600V小,所以溫昇會較低,若IDS電流未超過3A,應該先以3A/600V為考量,並以溫昇記錄來驗證,因為6A/600V的價格高於3A/600V許多,Q1的使用亦需考慮VDS是否超過額定值.
3.3.17 R8:
R8的作用在保護Q1,避免Q1呈現浮接狀態.
3.3.18 R7(Rs電阻):
3843 Pin3腳電壓最高為1V,R7的大小須與R4配合,以達到高低壓平衡的目的,一般使用2W M.O.電阻,設計時先決定R7後再加上R4補償,一般將3843 Pin3腳電壓設計在0.85V~0.95V之間(視瓦數而定,若瓦數較小則不能太接近1V,以免因零件誤差而頂到1V).
3.3.19 R5,C3(RC filter):
濾除3843 Pin3腳的雜訊,R5一般使用1KΩ 1/8W,C3一般使用102P/50V的陶質電容,C3若使用電容值較小者,重載可能不開機(因為3843 Pin3瞬間頂到1V);若使用電容值較大者,也許會有輕載不開機及短路Pin過大的問題.
3.3.20 R9(Q1 Gate電阻 ):
R9電阻的大小,會影響到EMI及溫昇特性,一般而言阻值大,Q1 turn on / turn off的速度較慢,EMI特性較好,但Q1的溫昇較高、效率較低(主要是因為turn off速度較慢);若阻值較小, Q1 turn on / turn off的速度較快,Q1溫昇較低、效率較高,但EMI較差,一般使用51Ω-150Ω 1/8W.
3.3.21 R6,C4(控制振蕩頻率):
決定3843的工作頻率,可由Data Sheet得到R、C組成的工作頻率,C4一般為10nf的電容(誤差為5%),R6使用精密電阻,以DA-14B33為例,C4使用103P/50V PE電容,R6為3.74KΩ 1/8W精密電阻,振蕩頻率約為45 KHz.
3.3.22 C5:
功能類似RC filter,主要功用在於使高壓輕載較不易振蕩,一般使用101P/50V陶質電容.
3.3.23 U1(PWM IC):
3843是PWM IC的一種,由Photo Coupler (U2)回授信號控制Duty Cycle的大小,Pin3腳具有限流的作用(最高電壓1V),目前所用的3843中,有KA3843(SAMSUNG)及UC3843BN(S.T.)兩種,兩者腳位相同,但產生的振蕩頻率略有差異,UC3843BN較KA3843快了約2KHz,fT的增加會衍生出一些問題(例如:EMI問題、短路問題),因KA3843較難買,所以新機種設計時,盡量使用UC3843BN.
3.3.24 R1、R11、R12、C2(一次側迴路增益控制):
3843內部有一個Error AMP(誤差放大器),R1、R11、R12、C2及Error AMP組成一個負回授電路,用來調整迴路增益的穩定度,迴路增益,調整不恰當可能會造成振蕩或輸出電壓不正確,一般C2使用立式積層電容(溫度持性較好).
3.3.25 U2(Photo coupler)
光耦合器(Photo coupler)主要將二次側的信號轉換到一次側(以電流的方式),當二次側的TL431導通後,U2即會將二次側的電流依比例轉換到一次側,此時3843由Pin6 (output)輸出off的信號(Low)來關閉Q1,使用Photo coupler的原因,是為了符合安規需求(primacy to secondary的距離至少需5.6mm).
3.3.26 R13(二次側迴路增益控制):
控制流過Photo coupler的電流,R13阻值較小時,流過Photo coupler的電流較大,U2轉換電流較大,迴路增益較快(需要確認是否會造成振蕩),R13阻值較大時,流過Photo coupler的電流較小,U2轉換電流較小,迴路增益較慢,雖然較不易造成振蕩,但需注意輸出電壓是否正常.
3.3.27 U3(TL431)、R15、R16、R18
調整輸出電壓的大小, ,輸出電壓不可超過38V(因為TL431 VKA最大為36V,若再加Photo coupler的VF值,則Vo應在38V以下較安全),TL431的Vref為2.5V,R15及R16並聯的目的使輸出電壓能微調,且R15與R16並聯後的值不可太大(盡量在2KΩ以下),以免造成輸出不准.
3.3.28 R14,C9(二次側迴路增益控制):
控制二次側的迴路增益,一般而言將電容放大會使增益變慢;電容放小會使增益變快,電阻的特性則剛好與電容相反,電阻放大增益變快;電阻放小增益變慢,至於何謂增益調整的最佳值,則可以Dynamic load來量測,即可取得一個最佳值.
3.3.29 D4(整流二極體):
因為輸出電壓為3.3V,而輸出電壓調整器(Output Voltage Regulator)使用TL431(Vref=2.5V)而非TL432(Vref=1.25V),所以必須多增加一組繞組提供Photo coupler及TL431所需的電源,因為U2及U3所需的電流不大(約10mA左右),二極體耐壓值100V即可,所以只需使用1N4148(0.15A/100V).
3.3.30 C8(濾波電容):
因為U2及U3所需的電流不大,所以只要使用1u/50V即可.
3.3.31 D5(整流二極體):
輸出整流二極體,D5的使用需考慮:
a. 電流值
b. 二極體的耐壓值
以DA-14B33為例,輸出電流4A,使用10A的二極體(Schottky)應該可以,但經點溫昇驗証後發現D5溫度偏高,所以必須換為15A的二極體,因為10A的VF較15A的VF 值大.耐壓部分40V經驗証後符合,因此最後使用15A/40V Schottky.
3.3.32 C10,R17(二次側snubber) :
D5在截止的瞬間會有spike產生,若spike超過二極體(D5)的耐壓值,二極體會有被擊穿的危險,調整snubber可適當的減少spike的電壓值,除保護二極體外亦可改善EMI,R17一般使用1/2W的電阻,C10一般使用耐壓500V的陶質電容,snubber調整的過程(264V/63Hz)需注意R17,C10是否會過熱,應避免此種情況發生.
3.3.33 C11,C13(濾波電容):
二次側第一級濾波電容,應使用內阻較小的電容(LXZ,YXA…),電容選擇是否洽當可依以下三點來判定:
a. 輸出Ripple電壓是符合規格
b. 電容溫度是否超過額定值
c. 電容值兩端電壓是否超過額定值
3.3.34 R19(假負載):
適當的使用假負載可使線路更穩定,但假負載的阻值不可太小,否則會影響效率,使用時亦須注意是否超過電阻的額定值(一般設計只使用額定瓦數的一半).
3.3.35 L3,C12(LC濾波電路):
LC濾波電路為第二級濾波,在不影響線路穩定的情況下,一般會將L3 放大(電感量較大),如此C12可使用較小的電容值.
4 設計驗證 可分為三部分)
a. 設計階段驗證
b. 樣品製作驗證
c. QE驗證
4.1 設計階段驗證
設計實驗階段應該養成記錄的習慣,記錄可以驗證實驗結果是否與電氣規格相符,以下即就DA-14B33設計階段驗證做說明(驗證項目視規格而定).
4.1.1 電氣規格驗證:
4.1.1.1 3843 PIN3腳電壓(full load 4A) :
90V/47Hz = 0.83V
115V/60Hz = 0.83V
132V/60Hz = 0.83V
180V/60Hz = 0.86V
230V/60Hz = 0.88V
264V/63Hz = 0.91V
4.1.1.2 Duty Cycle , fT:
4.1.1.3 Vin(min) = 100V (90V / 47Hz full load)
4.1.1.4 Stress (264V / 63Hz full load) :
Q1 MOSFET:
4.1.1.5 輔助電源(開機,滿載)、短路Pin max.:
4.1.1.6 Static (full load)
Pin(w) Iin(A) Iout(A) Vout(V) P.F. Ripple(mV) Pout(w) eff
90V/47Hz 18.7 0.36 4 3.30 0.57 32 13.22 70.7
115V/60Hz 18.6 0..31 4 3.30 0.52 28 13.22 71.1
132V/60Hz 18.6 0.28 4 3.30 0.50 29 13.22 71.1
180V/60Hz 18.7 0.21 4 3.30 0.49 30 13.23 70.7
230V/60Hz 18.9 0.18 4 3.30 0.46 29 13.22 69.9
264V/60Hz 19.2 0.16 4 3.30 0.45 29 13.23 68.9
4.1.1.7 Full Range負載(0.3A-4A)
(驗證是否有振蕩現象)
4.1.1.8 回授失效(輸出輕載)
Vout = 8.3V?90V/47Hz
Vout = 6.03V?264V/63Hz
4.1.1.9 O.C.P.(過電流保護)
90V/47Hz = 7.2A
264V/63Hz = 8.4A
4.1.1.10 Pin(max.)
90V/47Hz = 24.9W
264V/63Hz = 27.1W
4.1.1.11 Dynamic test
H=4A,t1=25ms,slew Rate = 0.8A/ms (Rise)
L=0.3A,t2=25ms,slew Rate = 0.8A/ms (Full)
90V/47Hz
264V/63Hz
4.1.1.12 HI-POT test:
HI-POT test一般可分為兩種等級:
輸入為3 Pin(有FG者),HI-POT test為1500Vac/1? minute.Y-CAP使用Y2-CAP
輸入為2 Pin(無FG者),HI-POT test為3000Vac/1? minute.Y-CAP使用Y1-CAP
DA-14B33屬於輸入3 PIN HI-POT test 為1500Vac/1 minute.
4.1.1.13 Grounding test:
輸入為3 Pin(有FG者),一般均要測接地阻(Grounding test),安規規定FG到輸出線材(輸出端)的接地電阻不能超過100MΩ(2.5mA/3 Second).
4.1.1.14 溫昇記錄
設計實驗定桉後(暫定),需針對整體溫昇及EMI做評估,若溫昇或EMI無法符合規格,則需重新實驗.溫昇記錄請參考附件,D5原來使用BYV118(10A/40V Schottky barrier 肖特基二極管 ),因溫昇較高改為PBYR1540CTX(15A/40V).
4.1.1.15 EMI測試:
EMI測試分為二類:
Conduction(傳導干擾)?
Radiation(幅射干擾)?
前者視規範不同而有差異(FCC : 450K - 30MHz,CISPR 22 :150K - 30MHz),前者可利用廠內的頻譜分析儀驗證;後者(範圍由30M - 300MHz,則因廠內無設備必須到實驗室驗證,Conduction,Radiation測試資料請參考附件) .
4.1.1.16 機構尺寸:
設計階段即應對機構尺寸驗證,驗證的項目包括 : PCB尺寸、零件限高、零件禁置區、螺絲孔位置及孔徑、外殼孔寸….,若設計階段無法驗證,則必須在樣品階段驗證.
4.1.2 樣品驗證:
樣品製作完成後,除溫昇記錄、EMI測試外(是否需重新驗證,視情況而定),每一台樣品都應經過驗證(包括電氣及機構尺寸),此階段的電氣驗證可以以ATE(Chroma)測試來完成,ATE測試必須與電氣規格相符.
4.1.3 QE驗證:
QE針對工程部所提供的樣品做驗證,工程部應提供以下交件及樣品供QE驗證.
03.開關電源設計軟件
SMPSDT14_install.exe
4.常見開關電源電氣的技術指標
開關電源的技術指標有很多，包括電氣指標、機械特性、適用環境、可靠性、安全性和生產成本等。本節重點討論電源的電氣指標。 根據電源用途不同，指標優先考慮的重點也不同，但首先應考慮電源的安全性。目前，許多國家都有相應的開關電源安全規範。常用的國際安全規範為IEC950、 IEC65。
常見的開關電源電氣技術指標有：
（1）輸入電源的相數、頻率：根據輸出功率不同，可採用單相或三相電源供電。在輸出功率高於5kW時通常採用三相電源供電，以使三相負載均衡。我國市電電源頻率為50Hz。
（2）額定輸入電壓、容許電壓波動範圍：我國市電電源額定相電壓為220V，線電壓為380V，在容許的輸入電壓波動範圍內都要保證額定輸出功率。
（3）額定輸入電流：指在額定輸入電壓和額定輸出功率時的輸入電流。
（4）最大輸入電流：指在容許的下限輸入電壓和額定輸出功率時的輸入電流。
（5）輸人功率因數：指輸入有功功率與視在功率的比值。
（6）額定輸出直流電壓：也叫標稱輸出直流電壓，指在額定輸出電流、滿足規定的穩壓精度及紋波等指標時的最大輸出直流電壓。
（7）穩壓精度：有多種原因會導致輸出電壓的波動，如輸入電壓波動、負載改變等，穩壓精度指在容許的工作條件（輸入電壓波動、負載變化、環境溫度改變等）範圍內，實際輸出直流電壓與額定工作條件時理想輸出直流電壓的比值。它反映了電源的控制精度。
（8）輸出電壓的紋波與噪聲：紋波指輸出電壓中與輸入電源頻率同步的交流成分，用峰－峰值表示。噪聲指輸出電壓中除紋波以外的交流成分，也用峰一峰值表示。常用紋波和噪聲的總合值減去輸出電壓中交流成分的峰－峰值來表示輸出電壓中交流份量的大小。
（9）額定輸出電流：額定輸出電壓時供給負載的最大平均電流。
（10）效率：指輸出有功功率與輸人有功功率之比。
此外，還有反映電源系統動態特性的指標，如突加負載時的動態電壓降、調整時間等，以及開關源的電磁干擾與射頻干擾指標等。
不同的應用場合對電源的要求有所不同，因此開關電源設計時首先應根據具體情況確定對電源的技術指標要求，然後選擇合適的變換器結構並完成有關參數設計。
本文來自http://www.iacmall.com/news-tech.html
04 常見開關電源電氣的技術指標
常見開關電源電氣的技術指標.doc |
|
/1 
發表於 2011-3-24 13:41:52
樓主
發表於 2011-9-6 17:45:36